Comanda, supravegherea  si protectia in convertoarele de putere

1 Generarea impulsurilor de comanda pentru convertoarele cu comutatie fortata

Convertorul are functionarea controlata prin intermediul unui sistem de comanda care furnizeaza semnalele de comanda ce se aplica dispozitivelor de comutatie. Sistemul de comanda genereaza impulsuri de comutare pe electrozii de comanda ai dispozitivelor semiconductoare de putere pe baza unor criterii determinate de functionarea convertorului, sursa de alimentare, sarcina, etc. In acest sens blocul de comanda trebuie sa asigure furnizarea unor semnale secventiale la momente de timp impuse, impulsurile satisfacand unele cerinte privind puterea, amplitudinea, durata si fronturile, pentru efectuarea comenzii.

Interactiunea intre blocurile de comanda si cele de putere ca si necesitatea izolarii galvanice a sursei de semnal reprezinta elementele cele mai importante in realizarea sistemului.

Convertoarele cu comutatie proprie (variatoare de curent continuu, invertoare autonome) contin comutatoare deconectabile pentru care, in special la puteri mari, se utilizeaza circuite de stingere fortata. Comutarea contactorului static se poate realiza in ritmul unei secvente de comanda obtinuta prin modulatia unor impulsuri in durata (PWM), frecventa (PFM) sau ambele.

Schemele de comanda de tip analogic pot fi utilizate la frecvente joase de lucru unde precizia unghiului de comanda nu este critica. In aplicatiile de frecventa variabila si in mod special la frecvente mari, metodele analogice de implementare nu sunt adecvate. Unghiurile de comanda sunt in mare parte dependente de precizia si stabilitatea elementelor pasive sau de neliniaritatea componentelor active din componenta oscilatoarelor analogice, si in plus, simetrizarea comenzii este greu de realizat.

2 Generarea impulsurilor de comanda pentru choppere

Chopperul sau variatorul de tensiune continua este utilizat frecvent la reglarea turatiei motoarelor de curent continuu (in special de putere mica si medie) fiind un convertor care transforma tensiunea continua aplicata la intrare in impulsuri dreptunghiulare la iesire. Valoarea medie a tensiunii de la iesirea unui chopper se poate modifica intre 0 si cea a tensiunii de alimentare, folosind unul din urmatoarele principii:

modificarea frecventei de repetitie a unor impulsuri de durata constanta (PFM - pulse frecvency modulation);

modularea in durata a unor impulsuri de frecventa constanta (PWM pulse width modulation)

Schema bloc a unui astfel de sistem de actionare este prezentata in fig. 2.1. daca circuitul de comanda CC comanda contactorul static CS  cu o secventa repetata periodic motorul va fi alimentat cu o tensiune medie ,

unde:  Tc este durata de conectare a contactorului Cs iar T perioada de repetitie.

Contactorul static poate fi realizat cu tranzistoare bipolare sau MOS sau cu IGBT-uri. Tiristoarele sunt tot mai putin utilizate datorita frecventelor de comutare mici si a circuitelor de stingere fortata.

In acest caz functiile pe care trebuie sa le realizeze circuitul de comanda sunt simple:

generarea intervalelor de timp  T si Tc;

comanda propriuzisa a tranzistoarelor cu impulsuri de durata Tc.

In cazul chopperelor in 4 cadrane principiul de generare al semnalului PWM ramane acelasi, problemele suplimentare aparand la generarea semnalelor de comanda pentru tranzistoarele de putere. Convertorul in 4 cadrane poate fi comandat in doua moduri de functionare:

functionare unipolara, cand pentru un sens al tensiunii Um functioneaza tranzistoarele Q1, Q2 si pentru celalalt Q3, Q4;

functionare bipolara (invertor monofazat) cand tranzistoarele de pe acelasi brat functioneaza permanent avand comenzile complementare.

Tensiunea la iesirea convertorului va fi data de . Deci pentru k=[0 - 0.5] se obtine o polaritate a tensiunii Um iar pentru k=[0.5 - 1] se obtine polaritatea inversa. Un prim aspect ar fi ca pentru aceeasi lungime a numaratorului rezolutia scade la jumatate. Problema specifica o constituie faptul ca tranzistoarele de pe acelasi brat lucreaza in contratimp. La comanda de comutare tranzistorul care a fost blocat va intra in conductie inainte ca celalalt tranzistor sa fie blocat. Pentru a evita acest fenomen este necesara introducerea unui timp mort intre comanda de blocare a unui tranzistor si comanda de deschidere a celuilalt. Aceasta se poate realiza cu monostabile clasice sau, preferabil, numeric.

3 Comanda pwm cu comutatie bipolara a tensiunii

In cadrul acestui tip de comanda, dispozitivele (T_A+,T_B-) si (T_A-,T_B+) sunt tratate asemeni a doua perechi. Dispozitivele ce formeaza o pereche sunt simultan in conductie sau blocate. De asemenea, perechile lucreaza in antifaza, adica la un moment dat, numai una din perechi se afla in conductie.

Semnalele de control a starii dispozitivelor sunt generate prin compararea unui semnal periodic triunghiular u_tr(t) cu o tensiune de control u_control(t), in felul urmator:

- daca u_control > u_tr, T_A+ si T_B- sunt comandate iar T_A- si T_B+ sunt blocate;

- daca u_control < u_tr, T_A- si T_B+ sunt comandate iar T_A+ si T_B- sunt blocate;

Formele de unda aferente comenzii PWM cu comutatie bipolara a tensiunii sunt puse in evidenta in Fig. 1:

Fig. 1

Daca se considera ca moment initial (t=0) o trecere prin zero spre valori pozitive a semnalului triunghiular u_tr(t), atunci:

unde Error! Not a valid embedded object.

La momentul t₁, tensiunea de control u_control este egala cu semnalul triunghiular:

[5]

Proiect: Echipamente si instalatii de stingere a incendiului - prescriptii generale Eseu: Specificatie tehnica - fitinguri canalizare sudate din pvc

Durata de conductie a perechii (T_A+,T_B-) este , de unde rezulta ca durata relativa de conductie a acestei perechi va fi . In consecinta, din ecuatia [5] se obtine:

[6]

Durata relativa de conductie a perechii (T_A-,T_B+) este D₂=1-D₁, deci valoarea medie a tensiunii de iesire devine U₀=U_AN-U_BN=(2D₁-1)U_d. Din ecuatia [6] rezulta imediat ca:

[7]

unde este amplificarea convertorului.

In concluzie, caracteristica de transfer a convertorului este liniara. Din Fig. 1, se observa ca tensiunea instantanee de iesire variaza in permanenta intre (+U_d) si (-U_d), deci are ambele polaritati. Din acest motiv apare denumirea de comanda PWM cu comutatie bipolara a tensiunii.

Referitor la forma de unda a curentului prin motor, trebuie de remarcat faptul ca aceasta depinde de sarcina la arborele motorului. Astfel, daca sarcina la arborele motorului creste, atunci creste curentul mediu I₀ si la un moment dat se poate ajunge in situatia in care curentul de sarcina este in permanenta pozitiv. In acest caz, curentul va circula numai prin perechile (T_A+,T_B-) si (D_A-,D_B+).

4. Comanda PWM cu comutatie unipolara a tensiunii

La o analiza atenta a schemei convertorului , se observa ca, indiferent de sensul curentului de sarcina i₀, tensiunea instantanee de iesire u₀ va fi zero daca vor fi comandate dispozitivele T_A+ si T_B+ sau T_A- si T_B-. Aceasta proprietate poate fi exploatata in mod convenabil pentru a imbunatati forma de unda a tensiunii de iesire, conform Fig. 4.1:

Conform figurii, sunt utilizate doua tensiuni de control (-u_control) si u_control. Comparatia dintre u_control si u_tr controleaza bratul A, in timp ce bratul B este controlat de comparatia dintre (-u_control­) si u_tr, in maniera urmatoare:

Valoarea medie a tensiunii de iesire este aceeasi ca in cazul comenzii PWM cu comutatie bipolara a tensiunii, deoarece duratele relative de conductie ale dispozitivelor raman nemodificate. Totusi, daca frecventa semnalului triunghiular este aceeasi, deosebirea esentiala dintre cele doua metode este ca frecventa de comutare a tensiunii instantanee de iesire se dubleaza, rezultand o micsorare a riplului de curent, dupa cum se va demonstra in continuare.

Fig. 4.1

Perechile de dispozitive care conduc curentul de sarcina pe intervalele de timp puse in evidenta in Fig. 4.1 sunt urmatoarele:

- a: (T_B-,D_A-) b: (T_A-,D_B-) c: (D_A+,D_B-)

- d: (T_A+,T_B-) e: (T_A+,D_B+) f: (T_B+,D_A+)

- g: (D_A+,D_B-) h: (T_A+,T_B-)

Daca curentul de sarcina este in permanenta pozitiv, atunci va circula numai prin perechile de dispozitive: (T_A+,T_B-), (T_A+,D_B+) si (T_B-,D_A-).

Generarea impulsurilor de comanda pentru invertoare

Comanda invertoarelor presupune realizarea unei secvente bine stabilite a impulsurilor de comanda pentru semiconductoarele de putere. Din punctul de vedere al semnalului de comanda invertoarele ar putea fi clasificate ca fiind invertoare cu unda plina si invertoare cu unda modulata. Cele din categoria cu unda modulata ar putea fi categorisite ca fiind cu impulsuri modulate in amplitudine (MIA) si cu impulsuri modulate in durata (PWM).

Invertorul trifazat de tensiune se obtine grupand trei semipunti monofazate

Fiind vorba de un invertor de tensiune conditiile de functionare sunt stabilite astfel:

Sursa de tensiune continua de la intrare invertorului nu trebuie scurcircuitata niciodata si deci perechile de semiconductoare de putere (T₁, T₄; T₃, T₆; T₅, T₂) nu trebuie sa conduca niciodata simultan.

Sarcinile fiind inductive curentul nu trebuie sa se intrerupa pentru a asigura continuitate curentilor de iesire alternativi. Deci intervalele de conductie ale semiconductoarelor de pe acelasi brat trebuie sa fie complementare.

Pentru a obtine o valoare medie nula a tensiunii de iesire fiecare semiconductor trebuie sa conduca odata (unda plina) sau cumulat pe portiuni (comanda PWM) un interval egal cu o jumatate de perioada.

Pentru a asigura la iesire un sistem trifazat echilibrat comenzile bratelor trebuie sa fie identice dar decalate cu 2p

6 Circuite de comanda pentru semiconductoarele de putere in baza a tranzistoarelor bipolare

Comanda conditioneaza buna functionare a tranzistorului bipolar de putere. Complexitatea schemei de comanda este subordonata frecventei de lucru si valorii curentului de colector. Comanda tranzistoarelor bipolare de putere trebuie sa satisfaca urmatoarele cerinte:

Injectare rapida a unei cantitati suficiente de purtatori la intrarea in conductie pentru a se reduce interferenta curent-tensiune. Tensiunea UCE trebuie sa scada rapid si curentul iB trebuie sa prezinte un varf de aproximativ 3*Ib_sat.

Reducerea timpului de descrestere al curentului de colector la deschidere prin control asupra vitezei de extractie a sarcinii stocate. Aceasta extractie se face pentru a polariza invers jonctiunea emitoare printr-un curent negativ in baza. Acest curent negativ in baza trebuie sa fie mentinut pe durata intregului interval de blocare pentru a evita aparitia curentului invers prin tranzistor in cazul unei tensiuni negative.

Forma de unda pentru curentul de baza la deschidere si la blocare este prezentata in figura 6.1. Un asemenea curent de comanda se poate obtine cu un tranzistor auxiliar T1 asociat cu un circuit RC (figura 6.2 ) sau cu un condensator de accelerare conectat in paralel pe rezistenta de limitare in baza tranzistorului.

Totodata, driverele care asigura amplificarea impulsurilor  trebuie sa realizeze si functia de separare galvanica, functie ce poate fi indeplinita prin intermediul unor optocuploare. Deoarece optocuploarele utilizate au performante reduse si abateri destul de mari ale parametrilor elementele RC care asigura ajustarea timpilor de intarziere au fost ajustate pentru fiecare canal pentru a obtine caracteristici de intrare iesire cat mai apropiate. Schema unui circuit de comanda in baza este prezentata in figura 6.

7. Comutatia tranzistorului IGBT. Circuite de testare  si comanda.

Siguranta in functionare a convertoarelor electronice de putere cu tranzistoare IGBT se poate asigura prin folosirea circuitelor de comanda optime, asociat cu circuite corespunzatoare de protectie impotriva supratensiunilor si curentilor de scurtcircuit. Un convertor bine proiectat trebuie sa oferc un grad cat mai ridicat de autoprotectie, chiar si in cazul unor semnale de comanda gresite sau afectate de un nivel ridicat de zgomote. Tocmai din aceste motive in continuare se vor analiza detaliat principiile specifice de comanda si de protectie pentru circuitele electronice cu tranzistoare IGBT.

Pentru un singur tranzistor bipolar cu comanda prin camp din configuratia unui convertor electronic de putere circuitul de comanda adecvat rezulta din Figura 7.1. Se presupune ca sistemul de reglare si comanda al convertorului se bazeaza pe un microcalculator, (PC, microcalculator specializat, DSP, transputer, etc.). Impulsurile propriu-zise de comanda sunt generate de un circuit specializat pentru modulare in durata a impulsurilor, PWM si sunt transferate in circuitul de comanda al tranzistorului prin intermediul unui transformator de impulsuri in vederea separarii galvanice. Folosirea de optocuploare in acest scop este de asemenea larg raspandita. Separarea galvanica este vital necesara intrucat pe de o parte circuitul electronic de putere este afectat de serioase zgomote de natura electrica si pe de alta parte potcntialul emitorului tranzistorului IGBT comandat poate fi variabil in timpul functionarii convertorului. Circuitul de comanda al tranzistorului contine un etaj de comanda prefinal si unul final. Etajul de comanda prefinal preia semnalul de comanda si il transfera amplificat etajului final daca nu se constata un regim de avarie in vecinatatea tranzistorului. Etajul de comanda final comanda tranzistorul in astfel de conditii incat sa rezulte comutatia optima in circuitul colector - emitor. Impulsul de comanda se poate suprima sau intrerupe daca temperatura jonctiunii depaseste valorile admisibile, daca in stare blocata a tranzistorului tensiunea colector ­emitor nu este suficient de mare si in conductie nu este atinsa starea complet saturata sau, in ultima instanta, daca se sesizeaza un curent de scurtcircuit in circu itul colector - emitor. Pentru a se exploata posibilitatea tranzistoarelor IGBT de a elimina prin comanda curentii de scurtcircuit, semnalele de eroare se transfera in timp minim direct etajului prefinal de comanda. Circuitele integrate moderne pentru comanda tranzistoarelor IGBT returneaza, cu separare galvanica semnalul de eroare si catre microcalculatorul care comanda convertorul, sau intregul proces, pentru contorizare si decuplare definitiva daca abaterea apare de mai multe ori in mod succesiv. Evident realizarea circuitului de comanda in configuratia prezentata este relativ dificila du utilizarea tranzistoarelor IGBT nu se poate concepe fara circuite integrate de comanda

specializate. Acestea exista pe piata, producatorii de tranzistoare oferind circuitele de comanda adecvate produselor lor.

Fig. 7.1 Circuit de comanda cu functie de protectie bazate pe senzori integrati.

Figura 7.2 pune in evidenta un circuit de comanda pentru tranzistoare IGBT la care semnalul aplicat in circuitul grila - emitor este prelucrat de un amplificator integrat si transferat in grila printr-un etaj final cu tranzistoare bipolare complementare. Se foloseste sursa dubla de tensiune continua pentru a mentine negativata grila tranzistorului IGBT in timpul starii de blocare. Intre iesirea etajului final si grila se afla o singura rezistenla R_g constanta de timp a circuitului de comanda fiind aceeasi atat pentru procesul de saturare cat si pentru procesul de blocare. Formele de unda care caracterizeaza evolutia tensiunii si curentului din grila in cazul folosirii circuitului descris mai sus, sunt prezentate prin Figura 7. Prin modificarea valorii rezistentei R_g se poate ajusta durata de stabilire a regimului quasistationar in circuitul de grila si prin aceasta optimiza in mod relativ comutatia tranzistorului.

Este foarte important sa revenim mai detaliat asupra problemelor pe care le ridica rezistenta R_g din circuitul de grila al tranzistorului IGBT intrucat aceasta influenteaza intr-o masura hotaratoare procesele de comutatie directa si inversa. Pentru optimizarea comutatiei tranzistoarelor bipolare cu comanda prin camp s-au dezvoltat circuite de comanda cu performante superioare in care etajul final de comanda este astfel conceput incat doua rezistente diferite, R_GF respectiv R_GR impun independent constantele de timp de incarcare respectiv de descarcare a capacitatii grila - emitor.

Cresterea valorii rezistentei R_GF are drept consecinte: pierderi marite in tranzistor la saturare, pierderi marite la revenirea inversa a diodei supresoare, pierderi totale de comutatie marire, timp de stocare marit la revenirea directa, viteza de variatie a tensiunii colector - emitor dv/dt redusa si curent invers maxim diminuat in dioda supresoare. La alegerea valorii rezistentei R_GF trcbuie gasit un compromis intre urmatoarele elemente:

- pierderile totale de comutatie directa admisibile in tranzistorul IGBT si pierderile de blocare in dioda supresoare;

timpul maxim admisibil de stocare la saturare raportat la curentul maxim comutat si frecventa maxima de comutatie;

curentul invers maxim in dioda supresoare si curentul maxim comutat.

Figura 7.2. Schema electronica de principiu pentru circuitul de comanda al unui tranzistor IGBT.

In cazul rezistentei R_GR, marirea valorii sale are drept rezultat urmatoarele consecinte relativ la procesul de blocare si performantele generale a1e tranzistorului IGBT: cresc pierderile dc comutatie la blocare in tranzistor, creste timpul de intarziere la blocare, creste timpul de cadere, scade viteza de variatie a tensiunii colector - emitor, dv/dt, scad varfurile de tensiune la blocare si, in sfarsit, creste sensibilitatea la variatii rapide de tensiune a tranzistorului blocat. La dimensionarea valorii rezistentei R_GR va trebui gasit un compromis intre urmatoarele elemente:

pierderile totale la blocarea tranzistorului si intarzierea admisibila la blocare care influenteaza curentul maxim comutat si frecventa maxima de lucru;

supratensiunea maxima admisibila la curentul maxim comutat, eventual scurtcircuit;

sensibilitatea admisibila la dv/dt.

Figura 7. Tensiunea si curentul in circuitul grila - emitor al trazistorului

Informativ se poate preciza ca la tranzistoarele IGBT actuale cataloagele recomanda pentru cele doua rezistente valori cuprinse intre 3,3 si 27 ohm, dar nu mai mari decat 50 ohm. De asemenea se mai recomanda ca rezistenta R_GR sa nu depaseasca cu mai mult de 18 ohm valoarea rezistentei R_GF.

In continuare se prezinta cateva circuite de comanda la care se pot optimiza independent procesele de comutatie directa si inversa a tranzistorului prin componente adecvat alese in circuitul de grila. Figura 7.4 se refera la un circuit in care etajul prefinal este realizat cu un circuit amplificator integral iar etajul final se bazeaza pe un circuit cu tranzistoare in contra timp.

Fig. 7.4 Principiul circuitului de comanda cu tranzistoare in contratimp

Varianta explicitata de Figura 7.5. are un singur etaj care foloseste un circuit integrat specializat pentru comanda tranzistoarelor bipolare cu comanda prin camp.

Circuitul prezentat in Figura 7.6 are din nou o configuratie in doua etaje, primul bazat pe un amplificator integrat iar al doilea folosind tranzistoare complementare. O caracteristica comuna a tuturor circuitelor de comanda indicate este aceea ca folosesc, pentru fiecare tranzistor IGBT comandat cate doua surse de tensiune continua flotante. Acest fapt se constituie ca un dezavantaj, daca luam in considerare faptul ca un convertor modern poate avea un numar relativ mare de ventile in configuratia sa. Pe de o parte aceste surse de tensiune pot apela la un singur transformator de inalta frecventa cu un numar adecvat de secundare si stabilizare locala. Investitia este acceptabila daca se ia in considerare consumul de putere practic neglijabil al circuitelor de comanda propriu-zise.

Fig. 7.6 Principiul circuitului de comanda cu tranzistoare complementare

Pe de alta parte, acolo unde acest lucru este posibil, se recomanda circuitul de comanda din Figura 7.7, care are caracteristic faptul ca tensiunea de alimentare necesara se ia chiar din circuitul de tensiune continua de alimentare a partii clectronice de putere in care functioneaza tranzistorul.

Fig. 7.7 Principiul comenzii fara surse de tensiune locale.

8 Comanda invertorului cu MGD.

Circuitele MOS-gate driver sunt destinate, de obicei, pentru comanda dispozitivului inferior dintr-un brat de punte, pentru comanda dispozitivului superior, pentru comanda unui brat, sau pentru comanda unei punti (monofazate sau trifazate). Deoarece aceste circuite asigura interfatarea intre partea de comanda (nivele logice TTL sau CMOS) si partea de putere (tensiuni de ordinul sutelor de volti) sunt considerate, adesea, ca facand parte din categoria circuitelor de inalta tensiune (High Voltage Integrated Circuits). Schema bloc si modul de utilizare a unui circuit Mos-Gate Driver este prezentata in fig. 8.

Fig. 8 Schema bloc a unui circuit MOS-Gate-Driver pentru comanda unui brat de invertor.

Prin dioda Df se asigura incarcarea condensatorului Cf pe durata conductiei dispozitivului inferior Q2. La blocarea Q2 condensatorul Cf furnizeaza tensiunea de alimentare pentru driver-ul dispozitivului superior Q1, in acest eliminandu-se necesitatea utilizarii unor surse suplimentare. Tensiunea de separare asigurata de aceste tipuri de circuite este de 500V sau 600V fiind suficienta pentru aplicatii care utilizeaza alimentarea din reteaua de c.a. Pentru tensiuni mai mari se utilizeaza circuite cu separare galvanica prin transformator sau optocuplor.

In general circuitele Mos-gate driver realizeaza si protectia la scaderea tensiunii de alimentare, supracurent precum si monitorizarea starii iesirii in raport cu intrarea de comanda.